조회 수: 231, 2015-12-16 22:52:59(2015-12-09)

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300B OPT 는 장사꾼들이 3.5Kohm 을 꼭 사용해야 하는 것 같이 선전해왔습니다.

일반 DIYer 도 꼭지켜야 제대로Amp가 동작하는것으로 알고 있습니다.

이 OPT 는 13GB5 Para 용 으로도 사용합니다.

OPT 에서  Load Impedance 의 의미를  정확히 이해하고 있는사람이 드뭅니다.

제가 여러번 이 문제를 설명해서 반복은 하지 않겠습니다 .

OPT에 Spec로 쓰여진 Impedance 는 Trans의 고유정수는 아니고 제작자가  추전하는 Plate Load 값 입니다.  

IST Spec은 좀 더 정확 합니다. 대개가 권선비하고 특정 주파수에서의 Inductance값이 나와있습니다.

초보자도 꼭알고 있어야 할 1-2차간의 관계식은  권선비의 자승이 Impedance 의 비가  된다는 것입니다.

아시는분은 알기 쉽게 설명 올려 주십시요

예로 1차 1.6K 와 NFB 64옴 2차에 16ohm, 9ohm, 4ohm 의 트랜스를 감는다면 권선비를 40:8: 4:3:2 로

1차측으로 2000:400 턴 2차측에 200:150:100 턴을 감거나, 1차에 1200: 240 2차에 120:90:60 턴을 감든지  선정된 코아의 권선용량에 따라 턴 수를 결정하면 된다는 말씀으로 이해했습니다.

1.7K :  8ohm  이면   14.58 : 1  로  감아야겠네요.

A:

다른분도 이해 하셨다고 봅니다.

1.6K 와 NFB 64옴 2차에 16ohm 9ohm 4ohm -- 1.6-64-16-9-4 ----의미있는 숫자조합 입니다. 특히 16-9-4..

Capacitance (특히 Cps)를 취급한 Transformer Equivalent Circuit 는별로 볼수가 없습니다

저 자신의 참고 자료로 -- For myself  --여기에 올렸습니다.

http://www.chooseindia.com/engineering/Understanding-Transformers.htm

Figure 2: The ratio of the number of turns in the windings determines the voltage and current ratios present in the windings. They go in opposite directions-if voltage is stepped up, current is stepped down, and vice-versa.

An ideal transformer will isolate the input circuit from the output circuit, transform the input voltage by the ratio of the number of turns in the windings, and be frequency independent. If the secondary has more turns than the primary, the voltage will be "stepped up"; if the secondary has fewer turns than the primary, the voltage will be "stepped down." The current will change in an inverse fashion. That is, if voltage is stepped up across a transformer, the current will be decreased by the same proportion. This is as it must be to conserve energy. The power that comes out of a transformer must equal the power that is put into it, less any losses due to such factors as magnetic imperfections and resistive heating of the transformer windings.

Practical Limitations The idealized transformer described above has only the transformation property-it doesn't have any losses, or power limitations. Its frequency response seems to be infinite. Real components have limited efficiency and bandwidth, and can act in a non-linear fashion. A circuit model incorporating these imperfections is shown in Figure 3. The imperfections are shown as equivalent components added to an ideal transformer.

Figure 3: Physical effects cause transformers to deviate from the simple idealized model. Shown is a small signal model which includes the effects of shunt and inter-winding capacitance, stray inductance, magnetic loss, and winding resistance. Note that under low frequency or large-signal conditions, the shunt primary inductance can become nonlinear if the transformer is driven into saturation.

These imperfections are caused by the physical effects listed below. Also indicated are the components to which they correspond in the circuit model of Figure 3.

Nonzero resistance of the windings (Rp and Rs) Frequency dependence of the material permeability Magnetic losses (Re) Intra-winding capacitance (turn to turn within a winding-Cp) Inter-winding capacitance (primary to secondary-Cps) Finite primary winding inductance (Le) Finite flux capability of the core material, leading to saturation (non-linear behavior of Le) Leakage inductance of the windings (Lp and Ls)

Let's review how these factors affect a transformer's operating characteristics. We'll take a quick overview, and then look at the effects due to saturation and winding resistance in more detail.

The resistance of the windings affects two important characteristics: power dissipation through heating, and impedance transformation (or equivalently, resistive voltage drop). Magnetic losses are of two main types. First, if the magnetic core is electrically conductive-e.g. an iron core-circulating electrical eddy currents induced by the magnetic fields will result in waste heating of the transformer core. Second, if the permeability of the core material is complex at the frequencies of interest, power will also be dissipated. The first effect is more important with low frequency power transformers (and is one reason that they are composed of laminated sections rather than monolithic bulk material), while the second occurs with ferrite materials. Both of these result in power loss through heating of the transformer core. Parasitic capacitances limit the upper bandwidth of operation and also reduce the isolation the transformer can provide. The inductance of the primary winding limits the low frequency operation of the transformer. There are two effects. For small signal operation, the core will not be saturated, but the transformer's performance will be limited by the low winding impedance. For large signal operation, the core will saturate, and the inductance will change during the course of a voltage cycle. This causes non-linear behavior, and can lead to catastrophic transformer failure   Figure 7: A transformer transforms impedance as the square of the turns ratio because the voltage and current transformation ratios work in opposite directions. 위의관계식은   꼭 머리에 저장 해 두십시요 2차 출력측에 부하RL이 걸리면 진공관 Plate에서보는 Transformer의 부하  Impedance- Zin 은 권선비 자승에다가 부하저항값을 곱한 것입니다. 예:   금동님이 지적하신 권선비 14.58 : 1  (1.7 Kohm : 8 ohm)  을 적용해 봅니다   300B Plate에서 보는 부하 Impedance --RL에 따라서 달라 집니다 RL = 6 ohm      --->    Zin =  6 x 14.58 x 14.58 =1.28 Kohm   RL = 8 ohm     ---->    Zin =  8 x 14.58 x 14.58 = 1.7 Kohm RL = 10 ohm   ---->    Zin = 10 x 14.58 x 14.58 = 2.13 K ohm RL =16 ohm      --->   Zin =  16 x 14.58 x 14.58 =3.4 Kohm Plate 실제 동작부하 Impedace  는 2차측에 연결되는 Load Impedance ZL이 정해줍니다 OPT 자체에는Impedance 라는것은 없습니다  이런 사실만 알고있어도 초보자를 벗어나서 진공관 Amp  원로급이 되셨습니다 6LQ8 Driver회로는 내리고 10HF8  Driver 회로를 올립니다 KD77 OPT 가 완성할때 까지 준비해 주십시요 제가쓰는  Trans 설계용 Magnet Wire 정보 입니다. 고맙게도 이미 만드러진 정보를 무상으로이용합니다. 제가만든 정보를 무상으로 제공합니다. KD77에 쓸 Wire는 절연피복한  AWG#27하고AWG#24  2가지입니다.  AWG = American Wire Guage 절연재료 사용온도등 여러가지가 있스니 한국제 표준품 조사해서 정보 올려주십시료 이름 모르는 싸구려 중국제가 eBay에 많이 나돌고 있습니다. 규격 합격품을 구입하십시요. 제가쓰는 Magnet Wire로 옛날에 구입한것입니다.   Q: 궁금한 것 한가지 여쭙겠습니다.  각 게이지별 전류허용량, 최대허용량은 어떤식으로 계산해야 하는지요?  어떤 곳에서는 1mm sq 당 교류는 3A 직류는 2A 정도로 하는 것도 있고, 코아나 권선 타입에 따라 열역학도 고려해야한다는 말도있고 복잡한 부분 같은 데, 적당한 가이드라인을 알려 주시면 고맙겠습니다. A: 누구나 처음 갖는 질문입니다.----게이지별 전류허용량, 최대허용량---- 모든 전기 전자 부품은 열에의해서 파괴됩니다. 저는 반도체부품/반도체사용기기 온도 관련 미국 Military 규정 만드는데  주역이였습니다 (1960년).  50 degree C above environment --이런개념 게이지별 전류허용량, 최대허용량 --아마도 1930년대에  모터, 발전기,  60Hz Transformer 에사용하는 권선 규 격을 관련자들이 온도상승을 기준으로 만들고  그후 전선공급회사에서 여러가지로 update 한것 이 오늘날  Internet에서 찾을수있는 자료입니다.  규격은 사용기기의 온도 상승을 기준으로 정해지기 때문에 저희가 만드는 OPT-IST의 온도 상승은 약간 더워질 정 도라서 제가 쓰는표를 참고로하면 됍니다. 지금까지 제가쓰는글 배경에는 온도상승 "온도상승"에 매우 신경질적 입니다.  그래서 통풍을 항상 강조 합니다.

조회 수: 218, 2015-12-15 11:23:28(2015-12-14)

저는 이미 만드러 봤습니다.  해답을 알고 여러분에게 가르키는겁니다.

지금은 시키는대로 해주십시요

2차를 100 Turn - 그위에  누런 큰 봉투종이 3겹을 (절연 겸 1차와의 Capacitance 최소화용) 감습니다.

다음은   AWG #27로  750 Turn  층간절연지 없이 감습니다.  막감기라고 하지만 정성드려 실력것 고르게 감아 보십시요.

사람마다 조금씩 다르지만  자기방식을 개발할수 있습니다.

다 감고나면 선이 풀리지 않도록 고정하고  권선 위는 그냥 외부에 노출시켜 두십시요.  나중에 더 계속해서 감을 가능성이 있습니다. 일단 1차권선은 끝났습니다. 권선은 절단 합니다

Bobbin 2개 똑같이 만듭니다.

2개의 Bobbin 을 Core에 정착하기 전에  권선 10 Turn의 Inductance 를 재보십시요. 120HZ 에서 1.5mH 정도 나오면  OK!

이 숫자가 안나와도 OK 그이유는 단면 접합문제입니다.

다음은 Gap없이 1차는직열  2차는병열 연결해서 Trans조립 합니다.

---------$1,000   OPT 만드렀습니다--------

뭐 이런 별것도 아닌 것으로 요란하게 따들었나?  실망한분도 계실겁니다.

1차,  2차 Inductance 그리고  1차-2차간의 Capacitance 재보십시요. DCR도 추가 합니다.

1차 Inductance가 가120Hz 에서 5H 이상 나오면  다음 Test로 갑니다 

계속

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권선삽질은 주어진 -재료/크기- 에서  최적 조건을 찾아서 더 굵은 선으로 권선체적을 100% 채우는작업 입니다

머리속에 저장할 사항

A transformer transforms impedance as the square of the turns ratio

Plate 실제 동작부하 Impedace  는 2차측에 연결되는 Load Impedance ZL이 정해줍니다

권선비 14.58 : 1  (1.7 Kohm : 8 ohm)  을 적용해 봅니다

RL = 6 ohm      --->    Zin =  6 x 14.58 x 14.58 =1.28 Kohm  

RL = 8 ohm     ---->    Zin =  8 x 14.58 x 14.58 = 1.7 Kohm

RL = 10 ohm   ---->    Zin = 10 x 14.58 x 14.58 = 2.13 K ohm

RL =16 ohm      --->   Zin =  16 x 14.58 x 14.58 =3.4 Kohm

**단 정상 동작 범위내에서 적용돼는 관계식 입니다

OPT 자체에는 Impedance 라는것은 없습니다 

엘에이님이 막감기를 해서 OPT 쉽게 만드셨습니다  

(참고 ----   R-core trans 편리하게 제작하기)

OPT 처음 감는분을 위헤서 시도했습니다. 

권선방법은   Leakage Inductance하고  Stray Capacitance를 줄이는 방향으로 만드러집니다.

그러나 이들은 하나가 줄면, 다른 하나는 증가하는 상반관계가 있습니다

KYJ:

막감기, 즉 Random winding은 교과서 에서도 언급하고 있습니다. 그러나 일반적으로 좋은 방법은 아닌 듯 합니다. 누설 인닥탄스가 커질 가능성이 많고 부유용량도 커질 가능성이 더 많은 것 같습니다. 무엇보다도 감기가 끝난 후 결과물이 권선창을 골고루 채울 수 있게 만들기가 어렵습니다. 막 감다 보면 권선이 한 쪽으로 쏠리게 되는 수가 많아 어느 부분은 권선 창 까지 이미 차 있는데 다은 쪽은 그렇지 않은 경우가 많습니다. 경험을 해 봐서 압니다. 차근차근 정렬 권선을 하는 것이 좋습니다.

막감기건 아니건 출력트랜스의 소리의 차이는 그녕 일상적인 청음으로만 판단 하기는 어렵습니다. 서로 다른 암프의 음질 차이도 그냥 간단한 청음만으로는 잘 구별이 안됩니다. 같은 암프를 가지고도 소스의 녹음 상태에 따라 상당한 음질의 차이를 느낄 수 있습니다.

따라서 단시간 내 출력트랜스 성능비교를 위해서는 방형파 테스트가 확실하게 우열을 가려줄 수 있습니다. 특히 저역에서 , 가령 20 Hz 방형파를 낮은 레벨로 입력시키고 서서히 레벨을 올리면서 전 출력 까지 찌그러지지 않는지 시험해 보십시요. 고역에서는 10KHz 방형파로 같은 시험을 해 보시면 두 출력트랜스 간의 우열은 단시간에 가릴 수 있다고 봅니다.

이 테스트에서 성능상 열등한 출력트랜스라도 음질상 큰 차이를 느끼지 못할 수도 있습니다. 이는 대부분 우연일 것입니다. 즉 소스의 컨텐츠가 저역 패시지를 포함하고 있지 않다면 음질의 차이가 들리지 않을 수 있고 고역도 마찬가지입니다. 따라서 음질의 차이를 알려면 많은 소스를 사용하여 장시간 동안 청음을 해 보야야 한다고 봅니다.

조회 수: 147, 2015-12-20 08:47:13(2015-12-19)

(한 1년쯤되나요 PSU님이 NFB 없는 Test  

그리고  OPT 만의 Test가  의미있는Test 라는 댓글이 생각 납니다)

3년동안 개발하면서 얻은 지식으로 단번에 여기까지 왔습니다

OPT 1차를 전부 한번에 분할없이 막감기로 쉽게 만들어도 고성능을 유지할수있는것은 

북쪽 김정은 체격의  KD77 R-core 모양도 한목 합니다.   

다음은 삽질 입니다. 

삽질에 앞서서 다음 정보를 추가 합니다.

삽질방향을 생각해 봅니다.

***********************************

KYJ : 오늘 오랫만에 엘에님을 방문해서 그 동안 만드신 암프와 출력트랜스를 구경했습니다. 

막감은(?!) 출력트랜스도 있었고 정렬권선을 한 트랜스도 있었는데 막감은 출력트랜스는 막감았다기 보다는 절연지 없이 감았다고 할 만큼 바교적 정렬권선을 한 것 같이 보였습니다.

그런데 암프의 주파수 특성을 재보니 기대 이상으로 좋았습니다. 막감은 트랜스나 그렇지 않은 트랜스나

적어도 20-20, 즉 20Hz부터 20KHz까지 평탄한 특성을 볼 수 있었고 어떤 것은 고역도 50KHz 까지 확장되

는 것을 보았습니다. 주파수 특성 중에 특기할 만한 산이나 골짜기도 보이지 않았습니다     

(아마도 500KHz 이상에 위치하고 있슬겁니다 KDK)

자로단축-단면적크게 -- 약 1년간을 고민해오다가 몇단계를 거처서 우리코아의 협력으로 성공했습니다. 

제가 R-core모양에 집착했던 이유가 바로 아래 Inductance관계식 입니다.

매우 중요한 관계식이여서 여기에 다시 올립니다.

자로단축과정에서  KD128,  KD55도 만드렀지만 

좀더 개량한 KD33, KD77 의 2가지가  잘만드러진 R-core 입니다

금동:

KD33 의 단면적을 19*19*pi/4 =  283 정도로 보고, 단면적이 같은 EI core로 환산해보면 자로가 KD33 = 154   EI = 110 정도 되어 단면적/자로 관계로만 보면 EI 더 나아 보이는데, 특성은  R-Core 가 좋게 나오는 것은 어떻게 해석해야 하나요?

A:

매우 기본적인 중요한 질문 입니다 

EI  하고 R-core  형태상 다른점 부터  그림으로 설명해보겠습니다

자로차는 154/110 이면 1.4 배입니다.  

Leakage flux 관련 Factor -  Balanced flux structure-가 40% 의 치이를 상쇠하고도 남는다고저는봅니다.

다른 Factor 를 여기에 곱해 주어야 겠지요

동작 모양도 다릅니다.

물을 Closed Pipe 에 순환 시키는데  EI 는한곳에 Pump 가 설치되 있고  

R-core는 정반대 두곳에 설치됀 회로 로 볼수 있습니다

Hint !

EI core 형 Wide Bandpass Transformer (Audio Transformer) 의 고역한계는 Leakage Flux 가 좌우합니다.

아래그림에서 해답을 찾이보십시요

(A)  불균형 Unbalance로 Leakage Flux가 가장 많이 나옵니다.

(B)  2개를 겹치면 EI  형태가  되지만 Unbalance 의 개선은 없습니다

(D)  날카로운 모서리 때문에   (B) 보다 더욱 더  많은 Leakage Flux를 방출합니다

(C)  권선이 Balance 가되면Leakage Flux 는 최소화 됩니다

----다음은 R-core 의 자로단축하고 단면적 증가로  D/L 개선을하게되면 한차원 더 개선됀  Core 모양이 만드러집니다.

잘 만드러진 R-core (C)는  같은 전력용량 크기와 비교해서 1/10 - 1/20 의 Leakage Flux 감소가 이루어 집니다. 

이  Leakage Flux 감소의 비중이 절대적으로 커서 큰 개선이 이루어 지는것 입니다.

----   C- Core 사진으로 설명 합니다  ----

(D) 에 절연지를 삽입해서 Gap 을 내면 Leakage Flux 가 더 증가 합니다.

조회 수: 161, 2015-12-29 02:05:28(2015-12-24)

고역 특성에서의 산/계곡 찾기는 끝났습니다.

시간이 없으시면 주파수특성 다시 check는 Skip 해도 좋습니다.

위 특성에서 보면 고역에서 "산"의 위치가  60-70Khz 에 있습니다 (KD77 "산"은  주파수가 8배 정도 높은곳) 나중에 삽질할때 이런 특성도 참고 할려고 합니다. 기억해 두십시요.

OPT 권선에는 Stray Capacitance 하고 Leakage Inductance 가 전 권선에 걸처서 분산되여 존재하고 있습니다.

이들이 합작해서 공진을 이르킵니다  이공진을 제동하는 것이 RL 입니다

우리는 같은  RL 값으로   제동을  걸었지만 특정 공진회로가 볼때는 부족할수도 있고 과잉 일수도 있습니다.

(1) (2)  산 정상이 뚜렸합니다

(3) 300 Khz 까지평탄해서 아주 좋은 고역특성으로 보이지만 RL이 장난친 겁니다

(4)  RL값이 낮아서 과잉제동으로 고역 특성이 나쁘게 보이고 산/계곡이 잘 안보입니다

(5)  1500T -> 2400T  산위치는  500Khz ->200Khz 

       간단히 따저볼때  권수1.6배 증가 가 주피수강하는  1/2.5  ->   자승의 관계로 보입니다

여기서 RL 을낮게 8 ohm 이하로 잡으면 산/계곡이 없어져 버릴수가 있습니다.

산/계곡의 위치를 알아냈고 실제 Amp 동작특성에는 영향이 없는 200Khz 이상에 존재하고 있습니다.

조회 수: 78, 2015-12-21 03:52:14(2015-12-21)

조회 수: 139, 2016-01-02 00:06:51(2015-12-27)

아래 그림이 우리가 OPT에사용하는 Core 의특성 입니다.

진공관의 Linearity는 까다롭게 따지면서 

Linearity가 형편없는 Trans 는 일부러 2개, 3개를 쓰면서 소리가 좋다고 합니다

Ampere Turn --  몆번을 감느냐는 Ampere Turn 값이 정해줍니다. 

그동안 많은  OPT 제작글을 올렸지만  Ampere Turn 이라는 용어는 처음 쓰는 것 같습니다.

금동:

Remanence를 찾다보니 밀도의 차이에 따라 히스테리 곡선도 다르게 나타난다는 표가 있네요.  의미하는 것이 많을 것 같습니다.

( The phenomenon of hysteresis in ferromagnetic materials is the result of two effects: rotation of magnetization and changes in size or number of magnetic domains. In general, the magnetization varies (in direction but not magnitude) across a magnet, but in sufficiently small magnets, it does not. In these single-domain magnets, the magnetization responds to a magnetic field by rotating. Single-domain magnets are used wherever a strong, stable magnetization is needed (for example, magnetic recording).

 Larger magnets are divided into regions called domains. Across each domain, the magnetization does not vary; but between domains are relatively thin domain walls in which the direction of magnetization rotates from the direction of one domain to another. If the magnetic field changes, the walls move, changing the relative sizes of the domains. Because the domains are not magnetized in the same direction, the magnetic moment per unit volume is smaller than it would be in a single-domain magnet; but domain walls involve rotation of only a small part of the magnetization, so it is much easier to change the magnetic moment. The magnetization can also change by addition or subtraction of domains (called nucleation and denucleation).

 Three discoveries challenged this foundation of magnetism, though. First, in 1819, Hans Christian Oersted discovered that an electric current generates a magnetic field encircling it. Then in 1820, André-Marie Ampère showed that parallel wires having currents in the same direction attract one another. Finally, Jean-Baptiste Biot and Félix Savart discovered the Biot–Savart law in 1820, which correctly predicts the magnetic field around any current-carrying wire. ) 

역사적으로 "자기장"이라고 불리는 장은 와  두 개가 있다. 이 중 는 자기 선속 밀도(磁氣線束密度, magnetic flux density)이라 불리고, 는 자기장 세기(magnetic field strength)라고 부른다. 두 장은 진공에서는 서로 로 서로 비례하지만, 매질 안에서는 일반적으로 서로 다르다. 자기 선속 밀도와 자기장 세기가 서로 비례하는 매질을 선형 매질이라고 하는데, 이 때 비례 상수를 매질의 투자율이라고 한다.

국제단위계에서, 자기 선속 밀도 의 단위는 테슬라(T)이고, 자기장 세기 의 단위는 암페어 매 미터(A/m)이다. CGS 단위계에서, 의 단위는 가우스( G 1T=10000G )이고, 의 단위는 에르스텟(Oe)이다. 

(1975년 발행  RC-30, RCA Receiving Tube Manual, page 281)

(박스에 들어있는  13GB5  벌크 관)

(벌크 관의 오염되어 있는 핀)

(9핀 -> 8핀 어댑터를 사용하여 TV-7D 로 시험중) 

6GB5 는 흑백티비와 소형 칼라티비에서 수평출력관으로 사용되었던 관이다. 칼라티비가 대형화 되면서 점점 사라지게 된 관으로 짐작된다. 히터전압만 다른 13GB5, 18GB5, 27GB5 관들이 있으며 유럽에서는 이 관들을 각각 EL500, XL500, LL500, PL500 으로 불리웠다. 히터 예열시간 11초 규약이 생기기 전에 나온 관들이라, 규격표에 11초 라는 언급은 안되어 있지만, 600mA, 450mA 로 표기된 것으로 보아, 11초 규약 이후 생산된 관들과 같이 이용할수 있으리라고 짐작된다. 

pl500.pdf

pl504.pdf

필립스 데이터 북을 보면, 500 시리즈 개량형인 504 시리즈가 나왔고, Pd 가 16 와트로 증가된 것을 볼수 있다. 그러나 미국의 RCA, Sylvania 데이터 북에는 504 시리즈에 대한 언급은 없지만,  Pd 가 17 와트로 명기된 것으로 보아, 미국서 생산된 관들은 이미 504 시리즈로 개선된 것으로 짐작된다. 또 13GB5 의 경우  XL504 라고 써 있는것 으로도 짐작할수 있다. 

http://www.diyaudio.com/forums/tubes-valves/265545-27gb5-pl504-same.html

인터넷을 찾아보아도 13GB5 에 관한 정보가 많지않다, 위 사이트에서 간단한 정보를 찾을수 있었으나, 미국서는 13GB5 (XL504) 는 생산되지 않았다고 써 있다. 다행히 우리가 구할수 있는 13GB5/XL504 는 아마도 마지막 생산된 관으로, 회사명이 인쇄되지 않았지만, 인쇄된 모양이 실바니아에서 생산되었고, 다른회사 이름이 인쇄되기 전의 벌크관으로 짐작이 된다. 

아마도 이 관들은 생산된지가 40년 정도는 되었으리라 짐작된다. 그동안 사용이 안되고 보관만 되어 있어서, 핀들이 심히 산화되고, 퍼런 녹이 보이고, 다른 이물질들이 묻어있었다. 사포로 닦기에도 쉽지않고 또 핀의 지름이 조금이라도 적어질수 있을까봐, Fantastic 같은 화학세정제를 이용하면 쉽게 제거될거 같았지만, 혹시라도 핀에 알수없는 화학반응이 나타날까봐, 가능한 화학물질이 덜 들어간 콜라(?) 에 밤새 담구어 보았다. 퍼런 녹은 제거가 되었고, 휴지로 핀을 닦으면 시꺼먼 이물질이 잔뜩 묻어 나왔다. 

이제 튜브테스터로 진공관 상태를 시험을 해 보기로 한다. 

수년동안 동작을 안 시키고 보관만 해 놓은, 높은 플레이트 전압이 가해지는, Pd 가 큰 수평 출력관이나 송신관 들의 경우, 히터만 수시간 먼저 예열을 해야 유리관 안에 있는 불순물들이 제거가 된다는 정설이 있다. 그러나 13GB5 를 오디오 앰프로 사용할 경우 그리 높지않은 전압이 걸리겠지만, 40여년 동안 전기를 안넣은 관을 바로 동작 시키기엔 뭔가 걱정이 된다...  얼마나 오랬동안 예열을 해야 하는지 정확히 알 수는 없지만, 일단 테스트 목적으로 히터만 약 1-2시간 정도 예열을 해 보았다.  450mA 나 흐르니 약 30분 정도만 지나도 손을 못댈 정도로 뜨거워 졌다. 플레이트에 전압을 가하지 않고 히터에만 전압을 공급하는 것이 과연 좋은 방법일지도 의문이다. 

수평출력관을 시험할수 있는 튜브테스터는 그리 흔치않다. 아마 Hickok 의 752 나 539 시리즈가 가능하겠다. 그리고 군용 튜브테스터로 유명한  TV-7 시리즈는 Hickok 에서 디자인 되었고, 워낙 많이 생산 되었어서 아직도 상태 좋은것을 구할수 있고, 망가져도 쉽게 고칠수 있는 많은 정보들을 구할수 있다. 그러나 수평 출력관들은 군용으로 사용된 적이 없어 이들을 시험할수 없다는것이 가장 큰 단점 이다.  

다행히 Daniel Nelson 박사가 9핀, 12핀 Compactron 관들을 시험할수 있는 핀 어댑터와 측정 데이터들을 발표하여 이제는 TV-7 으로도 수평출력관 Compactron 을 시험해 볼 수가 있다. 6GB5 테스트용 데이터만 나와있지만, 히터 전압만 바꾸면 다른 xxGB5 시리즈 관들도 시험할수 있겠다. 13GB5 의 경우 13볼트를 인가해야 하지만, TV-7 에는 12.6 볼트 만 가능하다. 확신할 수는 없지만 오차범위에 들 것으로 짐작하고 시험해 보기로 했다. 

데이터를 보면 최소값이 54, 최대값이 100 그리고 새 관일 경우 100 이상이 나온다고 되어있다. 

6GB5 (EL500) 4개를 시험해 본 결과 모두 80 ~ 90 사이의 값을 나타냈다.

13GB5 (XL504) 40개를 시험해 본 결과 32개가 100 이상의 값을 나타냈고, 8개가 80 ~90 값을 읽을수 있었다. 

일부 관은 약 10초 정도 누르고 있으면 값이 서서히 줄어드는 경우도 있었다. 

위 값으로 어느관이 더 좋다 나쁘다 를  판단할 수는 없을 것이다. 최소값 이상이면 사용가능 한 관일 것이다. 다만 PP 로 앰프를 제작할 경우 비슷한 치수로 페어를 미리 선별하여 사용하는 방법이 튜브테스터로만 시험해 보는 한계일 것이다.   

http://www6.plala.or.jp/Michi/index.html 

Single-ended triode Amplifiers using zero-bias transmitting tubes
by
Michimori Hirokuni

This is my first time to set up a homepage;
My main reason is to introduce myself to you before the ETF2008 which I hope to join. I hope this homepage will give us a chance to contact other participants before the events. I look forward to receiving your e-mail.

I have been working on homemade audio Amplifiers for nearly 20 years. It is my pleasure to design and construct good quality tube Amplifiers to the point of my satisfaction and enjoy hands-on assembly which has been lost in the field of Ham radio.
It has been 50 years since I got the license for amateur radio station JA2AEY. 
At first, I made all the equipment by myself. Soon the times have changed to the SSB age and I also challenged to build SSB generators and various Linear Amps which used color-TV sweep tubes and transmitting tubes such as 811A, 813 and 4-1000A.
It is a wonder that tubes of the old days have revived nowadays in the audio scene, in spite of the semiconductor age.
I am still active on the Ham radio but ironically all of my equipment is made by manufactures, including linear amplifiers, which are all made of semiconductors. It is impossible to build quality HAM equipment better than manufactures both technically and financially. Last remaining field for homemade equipments was the high power linear Amps.
My last constructed linear amp, Eimac 8877 (3CX-1500A7) was replaced with JRC FET linear amplifier long time ago.

Under the above circumstances, naturally I was interested in the late Mr.Sisido's "Roll over inter-stage transformer Amps " using transmitting tubes designed for B & C class operation.
The reasons for choosing the zero-bias tubes, Mr. Sisido mentioned, is that nowadays it is nearly impossible to get a good quality conventional high power triode tubes such as 211, 845, DA60, DA100 and RS237 etc.
On the contrary, zero-bias transmitting tubes have less demand so that we can still get good quality tubes with reasonable prices.

 

 

The theory of Mr. Sisido's roll over inter-stage transformer Amp is:
It is rational drive circuit for B and C class transmitting tubes using Inter-stage transformer so that,
1)the setting grid bias of power tube is free, and
2) it cancels DC magnetization by flows primary plate current for drive tube and secondary grid current for output tube in the opposite direction.
3) Consequently to get a good frequency response and efficiency of drive even with small size of Inter-stage transformer.

This inter-stage transformer is a Key component and should have optimum matching conditions between drive tube and power tube otherwise lowered output power. We have to provide special ordered Inter-stage transformers individually for different drive tubes and power tubes.

As an alternative to the costly Inter-stage transformers, I designed new drive circuit , using 5998A twin triode regulator tube, connected to 811A grid directly by cathode follower circuit and another unit of 5998A is used as series constant current source load with minus power supply.

New drive circuit fulfilled following conditions;
1) applies stable plus Grid bias for 811A (dc+18.5V),
2) supply grid current of peaking 18mA ,and
3) applies maximum drive signals for 811A without clipping (47Vrms) to get 22W of output power. 
This regurator tube dorive 811A Amp was inserted in MJ (Japanese Audio magazine ) published  April on 2003.
Using same drive method, I constructed 100TH and 838 single-ended Amplifiers afterward which will publish on this home page in due order.

6dr7.pdf

초단 공식 rp 가 40 K ohm 입니다. 실제 동작점에서는 더 높습니다. 

출력전압을 많이 얻기위해서 Load 저항을 5배로 잡았습니다.

13DR7 출력부는  Pd=7W 로  6L6GC Pd=30W 의 1/4 크기의  소형 복합관입니다.

주의 하십시요

No-gap OPT Test 하다 얻은 5AQ5 PP AMP 특성 참고로 올립니다. 

저 Distortion, 2차 고조파 우세형 입니다.

위상 반전용으로 5극관 (3극관동작) 을 사용했습니다.  5AQ5 는 Grid Drive 가 쉬운 관이라서 6LF8 어느쪽이나 다 잘 동작합니다.

600 ma/heater 관 여러가지를 쓸수 있습니다. 5GH8,  5CQ8 모두 5극관은 3극관 동작으로 해서 사용할수 있습니다.

여러가지로 실험해서 결과 올려주십시요.

0.5% 전후의 THD라서 THD내용을 따지는것은 별 의미가 없다고 봅니다.

까다롭게 따진다면 여기에 사용한 Inverter 회로는 완벽한 대칭이 아니고, 

PP 출력관은 완전 Matching 이 돼여야 하지만 이런것 모두 무시하고 THD 1% 가 쉽게 얻어젔습니다.

1% 의 THD 는 파형을 보고 판단할수 없습니다.

그러나  Sine 파의 위 아래 끝이 납작해지는 것은 보고 쉽게 알수 있습니다. 

특별한 측정장비는 없더라도 Sine 파 발생기하고 Oscilloscope 는 필요합니다.

조회 수: 702, 2014-10-23 04:28:05(2014-10-21)

Coupling Capacitor 도 없고  Linearity  도 좋을 것 같습니다.  

36LW6 로 출력도 12-15W 정도는 기대할수 있다고 봅니다.

KYJ: 옛날 일본 잡지에서 가끔 보이던 회로입니다. PL509라면 36LW6와 비슷한 계열의 진공관으로 알고 있습니다. 전단 직결이라는 점이 마음에 듭니다. 그런데 한가지 드라이버단에 요구되는 전압 스윙이 어느 정도나 될 것인지가 궁금합니다. 그리고 통상적인 콘트롤 그릿드 제어에 비해 무슨 잇점이 있는지? 이런 식으로 직선성이 개선되는지 궁금합니다.

조회 수: 2405, 2014-09-16 01:40:20(2014-04-26)

조회 수: 3170, 2013-07-07 11:33:17(2013-06-29)

제가 Heater 의 직류 점화에 집착하는 것은 60/120 Hz 잡음을 처음부터 진공관으로 끌어 들이지 않기 위해서 입니다. 60/120 Hz 잡음에서 해방되는 또 다른 조건은 EI core 를 사용한 Trans 를 R-core 로 교체하고, 제일 잡음을 많이 발생하는 Filter Choke 는 아에 쓰지 않는 것입니다.

이렇게되면 고수분들의 잡음 제거 Knowhow 는 무용지물이 됍니다.

초보자도 고수분들하고 똑 같아 집니다.

보통 Heater 는 저전압 고전류여서 직류 전환능률이 매우 낮습니다.  

저의방식은 정전류관을 모두 직열로 연결해서 고전압 으로 만듭니다.

이렇게 고전압 으로 만드러진 직류 전압 (보통 30-100V) 이 충분히 높으면 C -전압이 동시에 얻어집니다. 수명을 생각해서 Heater 전압은 규격치의 90-95% 가 좋습니다. 100% 를 넘으면 수명 단축이 옵니다.

13GB5 PP 용 A 전원 T 에서 배전압회로로 공급돼는 AC전압은 대략 필요한 DC전압의 1/2.3 정도로 저는 잡습니다. 이 숫치는 사용 Capacitor의 용량, 회로의 저항성분에 따라 달라집니다. 

여기서는 67.3/2.3 = 29.3 V AC 입니다.

DC 공급전력은 67.3V x 0.6A =40.38 VA 입니다. (C 전원은 무시해도  OK)   

R-core 최대 용량이 50VA 라서 이왕이면  출력전류 가  50VA 를 감당할수 있도록 여유있게

권선을 택합니다.  즉 최대로 굵은 선을 쓰는 것입니다. R1은 Surge current 억제용으로

쓰이지만 출력 DC전압 미세 조절도 합니다.

전압을 올리려면 R1값을 작게 하고 Capacitor 의 용량을 늘립니다.

초보자들 에게 어려운 것이 Capacitor 나 Rectifier 의 선택입니다.   

선택에 상당한 지식이 있서야 합니다. 이들은 성능과 수명을 좌우 합니다.

대용량 전해 Capacitor 는 최신 개발품을 쓰도록 합니다.  온도는 105도C, ESR 은 작은 것으로 Surge Current 는 클수록 좋은 것입니다.

제가 쓰는 Nichicon 의 PW series 는 최신 제품은 아니지만 구하기 쉽다고 생각돼서  선택 했습니다. 더 Reliability 가 높은 제품이 매일 같이 개발돼고 있습니다. 더좋은 신제품을 알면 쓰도록 합니다.  전해 Capacitor는 소형화가  중요 개발 과제이지만  진공관Amp 에는 소형이 별 의미가 없습니다.

반도체의 선택은 Capacitor 보다 더 많은 전문 지식이 필요 합니다.

여기서 정류기는 Fairchild 제품을 일부러 택했습니다.  제가 1972년에 부천에 지은 공장에서 만드러 졌기 때문 입니다.  지금은 Fairchild 공장 입니다.

반도체 부품선택  방법은 다음 기회로 하고 그냥 넘어 갑니다.

잘 모르면 남이좋다고 하는것을 쓸수밖에 없습니다.

조회 수: 17430, 2015-03-26 10:53:47(2013-08-04)

출력단을  1.6K ohm 하고 3.8K ohm 의 2가지 Plate Load 로 설계를 했습니다.

Load 가 3.8 Kohm 는 SE Amp 에 가장 많이 쓰이는 표준 이라고 할수 있습니다. 

좋은 Linearity 를 얻기 위 해서 811/211 같은 SE Amp 에서는 10 K ohm 도 사용합니다.

여기서도 모든 특성이 높은 RL 3.8 K ohm 이 우수합니다. 다만  Grid Drive 전압 160Vpp 는  100Vpp 에 비하면 높은 수치 이지만 300B SE Amp 나 다르지 않습니다. 

13GB5를 2개 병열로 하면 1.6 K ohm Load 동작점에서의 내부저항은   225 ohm 이라는 매우 낮은 값이 됍니다. 내부저항이란 진공관에서 만든 전압/전력을 지기가 먹어치우는 저항이라고 생각하면 이해가 쉽습니다.

저의 선택은 낮은 Load Impedane 1.6 K ohm 동작 입니다.

고 성능 OPT 자작 -- 을 생각하면  -- 너무나 당연한 선택입니다.

OPT 의 권선수가 줄고 선이 굵어 집니다.  감기 쉬워지고 특성도 좋아집니다. 즉 Stray/ distributed Capacitance 의 감소 그리고  권선 발열 도 감소합니다.

동작점이 저전압 고전류로 이동 합니다. 특히 저전압은 저의 설계 방침 이기도 합니다. (Heater 는 그 반대) 단점으로 Linearity Factor가 좀 높지만 Distortion 이 주로 2nd Harmonics 로 저는 전단의  Linearity Factor 를 같게 선택해서 Distortion을 없에도록 설계 합니다. 원체가 Linearity 가 좋응 출력 관입니다. 2nd Harmonics 를 특별히 없애지 않으면 자동적으로 2nd Harmonics 우세형 특성이 됍니다.

Driving 전압이 100Vpp 도 저에게는 사용할수 있는 전단관의 선택 범위가 넓어집니다.

SK120 Trans 에 쓸려고 Phelps Dodge AWG28 6 inch spool 이 눈에 띄여서 구입했습니다.

중국제는 아무래도 고급 Trans 에는 쓰기가 꺼림직 합니다. 

초단관 입력을 3Vpp 로 잡으면 필요한 초단  Voltage gain 은 100/3=33.3

2단 증폭 까지는 필요 없습니다. 

OPT Design Data :  Impedance Ratio = 1.61K : 8 = 201:1  Turn Ratio = 14.1 : 1

1차 권선 전류는 무신호 때 125ma 입니다.

최고 신호에서는 여기에 AC 전류가  겹치면  125ma를 중심으로 25-225ma 의 swing 이 됍니다. 

그러면 AWG28 은 일차 권선으로 적합한가?

출력 Peak 225ma 에서도 전류 용량에 여유를 두는 것이 좋겠습니다  그렇다면 AWG27 을 사용 해야 겠지요.  

아래 표는 저의 Trans design data Base 입니다.

권선에서의 전력 손실은 전류의 제곱에 비례합니다.

2차권선에 큰 전류가 흘르기때문에 여유를준다면 2차 권선이 우선 입니다.

15W 출력시 8 ohm 권선에 흘르는 전류는  15 = i x i x 8    i = 1.37A  병열 연결시 한쪽 Bobbin 2차 권선은 1.37/2=0.69A 를 감당 합니다.

위 표에서 AWG22  또는 Bifilar로 AWG25 를 선택 합니다.  

권선수는 ? 

권선비가 14.1:1  -> 14:1    입니다.

지금까지 만드러온 경험을 토대로 권선수를 1400:100  로 시작 합니다.

한쪽 Bobbin 은 1 차 700번 감고  Full layer winding 가능성을 알아 봅니다.

제가만든 SK120 Bobbin 은 안쪽 기리가 2.5 inch 입니다.

#27 번선으로는 64.9 x 2.5 =162 turn 

700/162= 4.32      

5 layer 로 감기로 합니다.

그러면 5 x 162 =810 

2차는 116Turn    

AWG25 bifilar - 한층에 51.7 x2.5/2 =64.6  2층이면 129.2

AWG24 bifilar - 한층에  46.3 x2.5/2 =57.9 2층이면115.8 -- OK

감는 방법은 1차 중간에  2차를 끼어 넣습니다.  

1차가 기수인 5층이라서 2층과 3층 아니면 3층과 4층사이가 될것입니다.

여기 설명이 이해가 되는지 모르겠습니다.

이런식으로 종이위에서 여러번 감아보고 실전에 들어갑니다.

이렇게  만든 Trans 는 Data Base 용입니다. 여기서 얻은 실측 정보로 #2 Trans 를 만듭니다. 

조회 수: 3981, 2013-09-08 08:15:21(2013-08-17)

계속

Core 하고 1 차 권선은 이미 결정 됐습니다.

1차 권선수 810 x 2 = 1620 은 좀 모자랄것 같다는 KYJ님의 Comment 도 있고 일반적으로 SE Amp는 저역에 힘이 없다고 합니다. 그래서  1차측의  더 큰 Inductance  를 얻기 위해서 권선수를 늘려 잡기로 했습니다. Inductance는 Core (Gap을포함) 하고 권선수로 결정돼는 Trans 특성 이전의 권선의 고유 특성입니다. 

OPT 특성에서는  Inductance 의크기가  Pass band 의 하한 주파수를 결정합니다.

2차 권선은 굵기 층당 권선수를 Data Base 에서 또 실제로 감아보고 AWG23 두줄 같이 Bifilar 로 감기로 합니다.  2차출력에 4 ohm 단자도 추가 해서 아래 그림과 같이 만드렀습니다.  

최종층은 8 ohm 를 만들기 위해서  2차  4 ohm 권선의 0.414 배 인 40 Turn 을 감았습니다. Full Layer 가 좀 못 됩니다. Full Layer 는 47 - 48Turn 입니다.(#25 세가닥으로 감으면 Full layer winding 이 됍니다) 1. 2차선 더 감을수있는  공간도 충분 합니다.

실제로 Amp 만드러서 Test 했습니다.

Amp 출력관의 Unbalance 를  최대 가용 출력에서  위 아래의 Clipping/saturation 점이 같아 지도록 파형을 보면서 교정하고 약간의 파형 Distortion 은 6db  가 좀 넘는 Negative feed back 으로  교정했습니다.

주파수 특성은 20hz-30 Khz  변동 없습니다.  60-70 Khz 에 3dB 정도 크기의 Peak 가 있습니다.

Feed back loop 의 고주파  Bypass 용 소용량 Capacitor 로 고주파 영역에서 Positive Feedback 이 안 일어나는 것을 확인하고 이 Capacitor의 용량 조절로  10 Khz 이상의 고주파 특성을 좀더 평탄하게 Trim 할수 있습니다. 20 Khz 이상이면 관심 밖일수도 있지만 잘 만드러진 Trans 는 100 Khz 까지 특성이 Flat 합니다.

주파수특성이 충분이 좋아서 (OPT 의 Pass band 가 충분히 넓어서) --  Load Impedance 에 따른 주파수특성 변화는 모두가 대동소이 였습니다. 최대 출력은 2-3 % THD 에서 11W 내외 입니다.

THD 5% 가준에서는 15W 정도 는 됄겁니다. 

눈으로 파형을 보면서  Load Impedance 를 바꾸면서 최대 출력점을 읽는 것은 쉬운 일이 아닙니다. (약 2-3% Distortion) 그러나 Plate Conversion Efficiency 에는 약간의 변화를 알아냈습니다.

Load Resistance 가  1.5 Khz ( 여기서는 Impedance 와 Resistance 모두 동일) 가 제일 좋았습니다.

두번째 試作  Sample OPT #2

 --1차권수를 1,877 turn 으로 줄여서 1차 Load 가 1.5 K ohm  가 돼도록 합니다.

저주파특성은 아주 우수하고 아무런 불만이 없는데도 여기에 손을 대기로 합니다.

 2차 4 ohm 권선은 AWG23 Bifilar 로 Full layer winding 이 98-99 Turn 이돼여 이것은 고처 지지 않고 또 그러고 싶지도않습니다. 2차를 고정하고 1차 권선으로 조정 합니다.

자작에는 작은 권수가 감기 쉬운것은 두말 할 것도 없습니다. 1차 권수를 줄이면 당연히 Main Inductance  와 동시에 Leakage Inductance 와 Stray Capacitance도 약간이나마 감소 합니다.  Trans 의 전체 Band Pass 특성이  높은 주파수 쪽으로 이동합니다.

60-70 Khz 의 Peak가 약간 높은 주파수쪽으로 이동할 것이고  저역의 이동도 생기지만   출력관 rp 가 낮아서 별 큰 변동이 없기를 바랍니다.

KYJ 님 말로는 OPT 의 주파수특성이 100Khz 까지 평탄하면  많은 악기가 동시에 소리를낼때 고역이 보다 더 깨끗하게 들린다고 합니다. 아마 Intermodulation Distortion / 2nd Harmonics 비의 상대적인 감쇠작용이 아닌가 추측 해봅니다. 

10-30 Hz 는 소리라기보다는 몸으로 느끼는 진동입니다. 고역 소리가 깨끗해진다면 고역으로의 Pass Band의 이동은 의미없는 (Spec 으로는 중요함) 초저역 보다는  높은 쪽에 비중을 더 두는 것이 좋다고 생각 합니다. 첫 시작 OPT 하고는 반대 개렴의 설계 입니다.  --  우선 만드러서 특성Test 하고 소리도 드러봐야 겠지요.

OPT #2

보내주신 Bobbin으로 다시 감았습니다. 전과 같은 조건 (1W P out. NFB 10db 정도) 에서 예상한대로  고역의 평탄한 부분이 110 Khz 까지 늘어났습니다. 200 Khz 까지는 서서히 감쇠합니다.

저역은 Scope로 보았슬때  별로 달라진 것 같지 않습니다.

NFB 없이는 10-20  Hz 에서 1-2 db 가 감쇠돼고 30 hz 부터 고역 60 Khz 까지는 평탄하고

서서이 감쇠하다  170 Khz 에 작은 Peak 가 있습니다. 

일차 Inductance 의 감쇠 보상으로  Gap을 약간 줄여서 양쪽합해서 7.5 mil 로 만드렀습니다.

120Hz 에서 1차 Inductance 가 6.85 H,   2차를 short 하면 2.2mH 가 돼서 Q factor는 3,114 로

상당히 좋은 값이 나왓습니다.

간단히 만든 Amp 로도 Pout 는 THD 2-3% 에서 14-15W (Pin=295v x 140ma=41.3W) 였습니다.

Trans 의 권선비가 예측한대로 잘됐습니다.

Bobbin 의 권선용 수직방향 공간이 반 정도 남아서 다음 개량은 좀 두껍게 감고 Bobbin 폭을 줄이고 자로를 10% 정도  단축하는 것입니다. 욕심을 낸다면 Core 의 단면적도 10-15% 정도 크게 하고 싶지만 R-core 를 새로 만드러야 가능합니다.  

현재 가능한 것은 Core 절단 단축 입니다.

Bobbin 이 좀 약했습니다.

자로가 줄면 그만큼 Inductance 가 증가하기 때문입니다.
물론 권선방식을 모두 다시 만드러야 하는 번거로움이 있습니다.

감는 직경이 커지면 권선의 DCR,  Leakage L 도 증가한다고 봐야 겠지만, 득이 실보다 크다고 봅니다.
Inductance 증가는 Primary Factor 이고 다른 것들은 secondary effects 들입니다.

종이 3층 정도에 단단히 굳어지는 금속에 쓰이는 Epoxy를 사용하면 강한 원통이 됍니다.

Ham Radio에서는 송신기 의 출력을 Antenna 로 보내는데 --Impedance Matching -- 대단히 중요합니다. 

주로 Toroid Core 로 Matching Trans 많이 자작 합니다.

Bobbin 길이 15mm . Core 의 자로는 30mm 단축 됍니다.

여기에 쓸 Bobbin 은 길이가 최대가 돼도룩 만듭니다.

조회 수: 4451, 2013-09-04 01:20:15(2013-08-31)

OPT 개발 과정에서 만든 Test 용 Amp 제작 이야기 입니다. 

위는 13GB5 2개를 병열 연결한 Plate V/I 특성 입니다.   Load 를 1.5 K ohm 로 잡았습니다.

이렇게 하고 보니 linearity 가 아주 우수한 진공관이지만  저전압 고전류 동작이 돼서 동작 범위 양단에서는 증폭도만 해도  두배나 차가 납니다.  OPT 가 우선 이여서 최선 동장범위를 벗어나서 다른 방향으로 온것 입니다. 회로 구성/설계로 문제를 해결 해 보기로 합니다.  

동작점에서 증폭도가 5 가 좀 안되는 값 이지만 낮은 Load Impedance 덕분에 Grid Drive 에 필요한 전압은 100V pp 로 300B SE Amp 160V - 180Vpp 보다는 훨신 Drive 가 쉽습니다.

저는 입력 전압  3V pp 를  최고 입력으로 잡습니다.  초단에서 33 배의 증폭이돼면 출력관 Drive 가 3극관 하나로 가능해집니다.

300B Amp 에서 Driver 1단 증폭은 mu 가 높고 Linearity 도 좋은 적당한 3극관을 찾기가 어려워서 3극관 증폭을 2단으로 하던지 300B의 original 영사기용 Amp 와 같이 5극관을 씁니다.  

(전에 올린글에서 3V pp 가  실제는 더 높은 전압으로 잘못 됀글이 있습니다.  Signal generator의 60 ohm  termination 이 빠저서 였습니다.)

초단관으로 4KN8 쌍 삼극관 (mu = 45  rp=2.8K)을  병열로 연결해서 간이 Amp를 만드러서 OPT 를 Test 했습니다. 4KN8은  잘 알려진 진공관은 아니지만 3극관을 병열로 연결하면 High Gm 관 WE437A 하고 비슷한 성능이 됍니다.  

Linearity 가 좋은 Drive 관이라서 도리여 출력관의 Linearity 보상이 안 되서 위는 둥굴게 되고 밑은 늘어나서 과잉 제2차 고조파가 망처버린 볼품없는 파형이 나옵니다. 정상적인 파형으로 교정 할려면 적어도 10db 정도의 NFB가 필요 합니다. 

입력을 6V pp 로 올리고 NFB를 걸고 OPT Test 를 했습니다.

정상 입력에서 NFB 에 필요한 증폭도 를 얻기 위해서 Lundahl 의 2:1 Interstage Trans 를  삽입 했습니다. rp가 낮은 진공관으로 gm 이 높으면 자기발진이 쉽게 일어납니다.

예측한대로 약간의 NFB 를 걸어도  발진이 일어납니다. Grid 에 삽입한 1-2 K ohm 발진 방지용 저항은 별 효력이 없었습니다. IST 를 여러가지로 바꾸어 봤습니다.

정도의 차는 있스나 모두가 불안정 합니다. 저의 간이 회로에서는 2개의 Trans 가 Feedback  Loop 에 들어가 있어서 이들의 합작 형상이라고 봅니다.

과도한 2nd Harmonics Distortion 의 치료를 NFB 에 의존하는 것 과 저의 이론인 Linearity Factor (Lf)로 상쇄해서 고치는 것의 2가지가 있습니다. NFB 는 특성이 나뿐 (NFB 에 부적절한) Trans 때문에  Feedback 양이 커지면 도리여 해가 됍니다. 

.NFB 에 의존하지 않으려면 출력관과 같은 Linearity (Lf) 의 Driver 관을 찾는 것입니다.

Driver 에 쓸만한 많은 진공관을 보유하고 또 이들의 Linearity 모양을 쉽게 볼수 있거나 그려내는 Test 장비가 마련돼지 않고는 - 실망 하실지도 모르겠지만 - 이런 선택이란 보통 DIYer 에게는 실질적으로 불가능 합니다. 

다음은 KYJ님 식으로 High mu + Buffer 방식으로 해 보기로 합니다.

보유하고 있는 진공관 6KT8 의 3극관부가 mu = 100 이 돼여  Linearity 보완도 하고

NFB에 필요한 증푹도 도 얻을수 있다고 봅니다. 

옆에있는 5극관은 3극관으로 연결해서 직결 Buffer 관으로 사용 합니다.

이 글을  올리고나서 6KT8 특성을 재 봤습니다.

제가 원하는 낮은 전류에서도 Linearity 가 너무 좋이서 출력관을 보완하는  Lf 값은 얻기가 어렵고 결국 NFB 로 파형수정을 해야 합니다. 이득이 충분해서 NFB 는가능 합니다. 

다른 각도로 본다면 NFB의 양으로 출력의 제2차 고조파 함유량이 조절됀다는 것입니다. 

위는 THD 재는 기계이고

아래는 신호의 크기를 주파수에 따라서 재는 voltmeter 로 Wave Analyzer 라고도 합니다.

간이 수동식 Frequency Spectrum Voltmeter 입니다.

저의 Amp 제작후 조정 순서는

1) Oscilloscope 로 Sine Wave 파형보고 최대출력,  주파수특성을 확인하고 이들이 만족할 정도면

2) 위에서보는 THD meter 로 Distortion 크기를 재 봅니다.

3) Distortion 의 주요 구성 요소인 2, 3차 고조파 함유량도 비교 측정합니다.

4) 마음에 안 들거나 더 개량이 필요 하면 Amp 해체해서 다시 시작합니다.

   제가 만드는 Proto type Amp 는 간단한 기본회로 라서 만들기도 쉽고 해체 하기도 쉽습니다.

잘 선택한 부품으로 만드러서 제대로 조절이돼면 Tube Amp 도 듣는 Level 에서 0.1% THD 가 가능합니다.  이정도면 출력의 차이는 있어도 소리는 모두 비슷해집니다.

소리를 제가 좋아하는 곰탕으로 설명합니다.

곰탕 전문집에 가면 식탁위에  여러가지 양념이 준비돼여 있습니다. 곰탕의 진수는 양념 치기전의 국물 맛입니다.  뽀얀 국물의 곰탕맛이 따로 있습니다. 저는 여기에 소금만 약간 처서 국물 자체맛을Enjoy 합니다.  어떤 사람은 무조건 많은 양의 매운 양념을 듬뿍 넣어서 뽀얀 국물이 빨개지도록 합니다. 그러면 아무리 국물맛이 좋더라도 양념으로 덮혀 버립니다.

제가 추구하는 것이 양념 치기전의 최고 국물 맛입니다. 여기에 양념을 처서 자기에게 맞는 맛을 만드러 냅니다. 보통 만드는 Amp 는 양념을 미리 다 처서 나오는 곰탕 입니다. 먹어 보기 전에는 어떤맛이 나올지 모릅니다. 만드러 놓고는 이 Amp 는 좀 짜다.  전에 만든 Amp는 너무 싱거웠다. 등 등 --    

이렇게 여러가지 Amp 를 만들다가 "이거다" 하는 소리를 찾습니다.

진공관 전성기의 High Fidelity- High End Audio Amp 의 기술 목표가 high power 에 

Low distortion 이였습니다. 이 목표 달성에 PP Amp 가 기술면에서 우수합니다.

Audio 전용으로  5극관/빔 KT series 출력관 등이 개발 됐습니다.

SE Amp 는 Radio 나  값싼 1-3 W 양산용 기기에 주로 5극관 하나를 사용하는데 쓰엿습니다.

SE Amp 는 특성좋은 OPT 만들기도 어렵고, 고출력도 어렵고, 낮은 Distortion 도 어렵습니다.         또  grid drive 하는데도 3극관은 높은 전압이 필요 합니다. 

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참고로 300B Plate특성곡선상에 13GB5//el  동작상태 (Green) 를 그려 보았습니다

둘다 1.5 K ohm Load line 하고 Vg = -50V 는 동일하고  13GB5 는 Pin = 38.5W, 300B는 Pin = 32W 로 잡았습니다.

출력은 그림에서보는 3각형 면적으로 각각 12W 하고 5W 입니다. 보통 300B는 비싼 진공관이라서 입력을 크게 잡지 않습니다. 300B로는 저전압 고전류 동작에서는 Plate 전환 능률이 나빠서 부적절합니다.

OPT Test 용 6KT8 - 13GB5//el SE  Amp 중간보고

증폭도가 100인 6KT8 의 3극관으로 신호 증폭하고  6KT8 5극관을 3극으로 사용해서 Cathode follower 로 drive 합니다. Cathode follower 를 직결로 하기위해서 Cathode follower 의 Cathode 전압이 B+ 의1/2 정도 돼도록 초단 설계를 했습니다. 

초단관이 제가 좋아 안하는 낮은 전류 동작이 불가피합니다,

높은값의 270 K ohm Plate load  resistor, -1.4V 의 grid bias 전압, 200V 의 Vp 로 여기에 흐르는 전류는 240 uA (micro A)의 동작 입니다.  

다음 단이 Buffer 역할을 해서 동작상태의 헝크러짐은 없을것입니다.  

1) 13GB5  5극관 동작 ------10db 정도의 NFB 로 입력 38W 로 최대출력 15W,  6W 이하에서는 1%      이하의 THD 입니다

2) 13GB5  3극관 동작 ------ 6db NFB 로도 충분 합니다. 출력관 grid bias 를 -58v 로 조절한 특성입      니다. 입력21W 에서 7.5W의 출력입니다. THD는 개선 됐지만 출력은 반으로 떨어졌습니다.   

아직 결론을 내리기는 이르지만 5극관 동작이 도리어 3극관 특성표에서 보는 동작상태입니다. 전에 만든 13GB5 SE Amp 하고도 다른 결과 입니다. 

THD이 1% 이하라면 구태여 출력이 낮은 3극관 동작을 고집할 필요는 없다고 봅니다.

NFB 도 Amp 가 안정하게 동작하는 범위에서는 나쁠것이 없습니다. 도리여 소리가 더 섬세해 진다고 합니다. Distortion 감쇠 효과가 겠지요. Damping 도 관계가 있겠고 --.

OPT의 특성으로 NFB 때문에 고생한 경험이 있스면  무조건 나쁘다고 NFB를 안 쓰기도 합니다.

여기서 자작한 OPT 의 TEST 결과는  IST를 사용 했슬때를 제외하면 아무런 NFB 문제는 없섰습니다. 

NFB 는 Error 을 감소하는 회로방식으로 사용할수 있는 환경에서는 쓰는것이 좋습니다.

Amp 회로에 따라서는 궁합이 맞는 OPT 가 따로 있는 것같습니다

출력특성은 13GB5 5극관 이 더 좋고 Distortion 은 더 나쁩니다.
그런데 5극관의 경우 이 Distortion 의 대부분 이 제2 고조파 입니다.
이 소리가 최고다 라고 하는 사람도 있슬겁니다.

조회 수: 4865, 2013-09-13 00:41:02(2013-09-06)

한때 300B SE Amp 만을 신주 같이 모시던 시기는 지난것 같습니다.

13GB5 para 면 40W 의 Plate dissipation 을 감당합니다. 300B 와 같은 Pd 입니다.

성능좋은 OPT 를 사용해서 3극관이 아닌 5극관 동작으로도 3극관에 비해서 손색없는 특성이 얻어 졌습니다. 출력도 300B 로는 8W 인데 13GB5 para 5극관 동작으로는 20W 입니다.

300B SE Amp 개발계획을 이것으로 대체해도 돼겠습니다.

13GB5 para 진공관 자체 특성은 300B 하고는 비교도 안 됍니다.  

rp 만 해도 300B 는 따라올수도 없습니다.

13GBB5 값은 1만원 이내.  
13GBB5 para Amp는 OPT 를 자로 단축한 SK120로 다시 만들고 회로 재정리 해야 개발이 끝납니다. 
같은 전원으로 13GB5 Push Pull 회로를 저는 먼저 추천 합니다.

SK50 으로 Gap 없는 OPT 가 20W 출력을 감당 할수 있고 이론적으로도 PP 가 para 보다 저역 특성이 좋고
Distortion 도 낮게 나옵니다. 

저는 13GB5 하고 SK50 R-core 를 주 부품으로 이들을 수백 set  구입하면 단가가 많이 내려갈 것이고

성능 확인하고 중국서 사올수 있다면 상당히 싸게 가능 하다고 봅니다.

조회 수: 3346, 2013-10-27 05:32:10(2013-10-11)

여러번 수정해서 여러곳에 널려있는 것들의  10-10-2013 최종 수정 회로 입니다.

AMP 특징

진공관 Amp 설계에서 Taboo 시하는 많은 양의 Negative Feedback 으로 Linearity 를 개선해서 Low Distortion Amp 를 만든 것입니다.  출력관의 동작점도 저 전압 고 전류를 택했습니다.  이런 선택은 출력관의 내부저항이 낮고 OPT 특성이 좋아야 가능 하다고 봅니다. Plate Load 역시 낮은 값 입니다.

AMP 설계

여기서는 5극관 (빔관 포함) 은 5극관으로 동작 시켰습니다.  OPT 는 SK120 R-core 로 Gap 없이 만드렀습니다. 초단에  5극관을 사용해서  Input 최대 전압을 1V rms 로 잡고 잉여 증폭도를 모두 Global Negative Feedback (20db 정도) 에 사용 했습니다.

30W 출력에서 0.3% 의 THD 면  OPT 의 Ultra Linear Feedback 이 필요 없을 것 같습니다. 

5극관에는 Screen grid 전압 이라는 변수가 하나 더 있습니다.  삼극관에서 따지는 rp 는 5극관에서는 별 의미가 없습니다.

Screen grid 가 전자 통로에서 전계변동을 막아서서  Plate 전압이 변동해도 Plate 에 도달하는 전자의 숫자는 거의 달라지지 않습니다. 따라서 그 미분치 즉 전압변동에 대한 전류변동은 수십 K ohm 가 넘습니다.

여기서 사용한 9.3:1의 692 ohm 는 13GB5 Para 용으로 만든 OPT 를 Gap을 없애고 그대로 사용해보고 동작이 만족해서 그냥 쓴 계산기 숫자로 이렇다할 이론적인 근거는 없습니다. 

구태여 따진다면 아래 그림 참고로 보십시요. Distortion 촤소화 권선비하고 최대출력의 권선비 하고는 일치하지 않는다고 봅니다. 

좀더 세부로 들어가서 제2차 고조파 가 전 출력에서 더많이 나오는 그런 권선비도 있슬지도 모르겟습니다.  

출력관의 동작점은 Plate dissipation Pd 18W, Plate Vp = 290V, Vsg = 290V 일때  Vg = -50 +/- 2 V  가 됐습니다.

AMP 조정

"초단이 고 증폭도 저전류 (High Impedance) 동작 이여서 제일 먼저 자기 발진이 있는지 확인 꼭 하십시요" 

초단 5극관 Vsg 는 73V 로 잡았습니다. 5극관의 조정은 다음단이 직결이여서 V2의 Cathode 전압이 80-90V 가 돼도록 초단의 Bias 용 가변저항 2k ohm 값을 조절합니다.  초단 Bias 전압이  2.5V 가 됐습니다.

1.5 -2.5V 이면  좋습니다.  낮은 Ip 에서도 잘 동작하지만 s/n 를 생각해서  적어도 Ip 가 1 ma 는 되도록 했습니다. 

출력단은 무신호에서 Cathode 전류 70ma (관당 입력 20W) 로 C1, C2 (-50V 기준) 조절 했습니다.

진공관 방열/냉각이 잘돼면 전력을 더 올릴수도있고 그 반대면 내리는 것이 좋습니다. 출력관 수명하고 관련돼는 사항입니다. 출력이 커짐에 따라서 Plate 전류가 증가 합니다. 최대출력의 2배정도의 Plate 전원 전력 용량이 필요합니다.

NFB 양 조절은  NFB 극성을 확인하고 낮은 신호 (출력 1W 정도) 에서 가변100 ohm 저항을  "0" 에서 시작해서 출력을 약간씩 올리면서 최고 출력에서 Sine 파형이 찌그러지기 직전 까지 증가합니다. 

-------참고------

위 그림은 6V6 의 부하 저항 하고 2차 - 3차고조파 관계 입니다.  

PP 동작을 하면 2차 고조파는 상쇄돼고 3차만 남게 됍니다. 

출력을 60% 희생해서 부하를 1.5 K ohm 로 하고 남어지 고조파는 NFB 에 의해서 제거 하도록 한 것이 저의 설계 방식입니다. 

Beam 출력관은 Distortion 특성이 모두 비슷하다고 보고----.

UL (43%) 접속시의 특성입니다.

기대에 못 미치는 결과 입니다.

RSY: 질문입니다

조회 수: 2240, 2013-07-20 22:57:29(2013-07-14)

출력관을 개별로 조정 하는 것은 현 단계에서는 Matched pair 선별 방법이 없기 때문입니다.

Matched pair 라고 하는것을 사더라도 믿을수가 없으니 처음에 한번은 아무래도 조정이 필요 합니다.

Aging 을 해야 제소리가 난다는 옛날 진공관은 조정을 해도 얼마 안가서 달라질 가능성이 높습니다.

정밀 조정이란 조정할때만은 가능하지만 그후에도 같은 상태를 유지 할려면 계속 조정을 해야 합니다.

통전 전의 출력관 보호 대책

 초보자에게는 고정 Bias 는 잘못될경우 진공관에 치명일수가 있습니다.

최악의 경우를 대비해야 하는데 확실하고 간단한 방법이 없습니다.

진공관의 Control grid ( G1) 의 Bias 전압이 아주 낮으면 (여기서는 약 -100V 정도)

Plate/Cathode 전류가 차단 됍니다. Screen grid (G2) 의 ground 도 한 방법입니다.

윗 그림에서 (C) 전압 -68V 하고  Cathode 에 공통으로 삽입한 200 ohm 저항이 이 역할를 합니다.

완전 차단 (cut off) 는 않돼도 위험단계는 면할수 있다고 봅니다.

200 ohm 저항은 자동/자기 Bias 와 같은 역할을 합니다. 

C 전압 조정할때는 물론 이 저항은 제거 합니다.  

기타방법으로 B+ 전압을 250V 정도로 낮게 해서  첫 Amp 조절을 할수 있스면 좋겠습니다.

기타 방법이란 AC 입력 전압을  줄이거나 배전압 회로 입구에 저항을 삽입 하는 것 입니다.  

조회 수: 2694, 2013-09-27 18:48:36(2013-09-17)

13GB5 para 용 OPT 를 PP 회로에 사용한 Test 보고 입니다 - OPT gap 은 "0" 로 했습니다.

OPT 가 충분히 커서 PP로 동작시키면 50W는 충분히 다룰수 있다고 보고 출력 제한이 없는 고정 bias 를  

출력관에 사용하고 Cathode 는 전류 check 용 10 ohm 를 통헤서 ground 했습니다.

진공관은 처음 제작당시 목적대로 5극관은 5극관으로 동작 시켰습니다.

B 전압은 300V 보다 좀 낮은 290V 로 저전압 고전류 동작입니다. 위상 반전관에서 위상이 반대인 두 출력이 최대로 똑같이 나오도록 Oscilloscope 파형 보면서 회로를 만드렀습니다.  

초단의 증폭도가 높아 약간의 NFB 가 가능합니다. 초단 Plate 저항치가 0.6 Meg ohm 는 증폭도 보다는

90V 의 동작 전압 을 얻기위한 값이고 전체 이득은 Screen grid 전압으로 가감 했습니다.

초단관 외에는 전에 올린 PP 회로하고 같습니다. 

동작점을 285V-70ma 에 set 하고 입력전압을 올려가면서 출력 파형을 보니 sine 파형의 위 아래 부분이 짤리기 시작하는 출력이 38W, 5% THD 기준으로는 40W 입니다.

자동 Bias 로는 볼수 없는 현상입니다. 전력 용량이 큰 Load 다시 만드러서 재 확인 해보겠습니다.  

** (전력용량이 큰 Load  걸고 재 조정 -- 위상 반전관  cathode = 82V, Plate = 207V 에서 Distortion 이 제일 작고  30W 출력에서는 0.28% 의 THD -- 0.41 에서 0.28 %로의 개선을 볼수 있섰습니다.) ** 

입력이 커짐에 따라서 계속 Plate 전류가 증가합니다. 아직 확실한 mechanism은 알수 없스나 큰 출력이 나오는 것 만은 확싷합니다, 구하기 쉽고 값도 싸서 마음놓고 Power 를 넣었습니다. 

회로는 5극관 2단 이라고 볼수 있습니다.  3극관 2단 에서와 같은 제2 고조파 상쇄현상은 확실하지 않습니다.

Ultra Linear 방식을 채용하고 PP 회로 자체내의 2차 고조파 상쇄와 초단과의 고조파 상쇄작용 등을 조정해 보면

그림에서 예측 한 것같은 더 좋은 THD 특성이 얻어 질것입니다. 

우선 OPT Test 보고 입니다.

다시 조정한 더좋은 특성입니다.

앞으로의 개량은 UL 접속이 남아 있습니다.

현 특성이 외부 잡음하고 초단관이 만드는 Distortion 이라고 한다면 얼마나 더 개선됄지는 의문입니다.  

위의 DHT 의 내용을 좀더 검토 했습니다.  (위의 특성은 RCA 5GH8 사용)

초단관이 PP grid Drive 에 필요한 전압을 공급하기 때문에 100V PP에 가까운 전압을 만드러내야 합니다.

grid bias 가 -49V 인데도  PK 분할형이 Vp = 290V 로 충분한 drive 전압 공급을 하고 있는것이 확인 됀 것입니다. 

그것도 30W 출력에서 (NFB 사용) 0.3% 라는 우수한  THD 입니다.

초단관이 감당 가능한 최대 동작폭으로 작동하고 있습니다. 진공관 Maker 에 따라서 특성이 모두 달라서 진공관 별로 미세 조절이 필요 합니다. Small signal 증폭관을 사용하기 때문에 대전압 출력에는 무리가 있고 Distortion 도 커져서 NFB 가 보완을 해줍니다.

Scope 파형을 보면서 초단관의 RL. Bias 전압을 조정 했습니다.

NFB 을 많이 걸기 위해서 5극관 증폭을하고 1.2V rms 입력에서 최대 출력이 나오도록 하면서 잉여 이득을 모두 NFB 로 사용 했습니다.  NFB 로 출력이 1/4 - 1/6 정도로  감소 합니다. NFB 를 사용 안하면 THD 가 1-2% 정도가 됍니다. 또한 NFB 를 사용하지 않으면 구태여 고증폭도의 5극관을 사용할 필요가 없습니다. 

이 정도의 NFB 를 걸고도 안정됀 동작을 할수 있는 것은 OPT 의 성능이 우수하기 때문이라고 봅니다.

초보자라도 Scope 로 Sine 파 파형보면서 조정이 가능하고 Amp 동작에 대해서 많은 공부가 됍니다. 

300B 시대에 와서는 5극관은 나쁘다. NFB 도 니쁘다.

그것 뿐입니까? 출력관은 직열관 이여야 하고  회로는 SE Amp 로 PP 는 쓰지 않는다. ------ 

이 Amp 는 모두가 나쁘다는 것을 골라서  Amp를 만든 것 같이 됐습니다.

사실 미국의 주류 Audio 전문가 들은 300B 를 외면 했습니다.

이들은 300B를 처음 만든 사람들이고  극장 음향 장치를 개발 했고 HiFi 개념을 도입한 사람들입니다.

미국서는 재 생산됀 WE300B 는 몇개 팔리지 않았습니다.

조회 수: 6567, 2013-07-08 14:53:29(2013-03-02)

To test R-core OPT, I set up a textbook type 13GB5-4KE8 two stage amp.

My SMPS is designed to connect heater circuits in series  

The pentode section of 4KE8 is connected as a triode. It has a reasonably high mu, 

around 70. The triode section has a lower mu. Since I could not find any other 600ma heater tube, I decided to try this tube. It might work.

There are no large capacitors in the B+ return path. The B+ source impedance of SMPS is low and there is no AC power line ripple noise. Why do I need capacitors there?      . 

I set my output power target at 8 watts with 3V pp input.

(Excess gain if any, goes to NFB)

Carefully tweaking I was able to get 1% of THD at 11W.

This means two amp stage have a closely matching 2^nd Harmonic dominating distortion characteristics. When the phase of two stage is reversed, the matching distortions can compensate each other by canceling out 2^nd harmonics thus restoring original wave form at the output.

A few spot checking has verified that the remaining 2^nd Harmonics are very low and the 3^rd Harmonics are dominating.

Please note the picture below. The distorted input wave form (output of driver tube) is to compensate or cancel out the Power stage distortion. 

The purpose of this test is to check the gap setting and power handling capability of the R-core Output transformer. The gap setting , power handling – all OK.

For the 13GB5, the data book says Pd max= 17W and Pd sg max = 6W.

On top of that I can go 20%  further without hesitation.  ------ ($1 tube)--

New maximun Pd is : Pd = (17+6) x 1.2 =27.6 W

Thanks to the low rp value of the 13GB5, the plate conversion efficiency could go as high as 40%,

Pout = 27.6 x 0.4 = 11.04 W 

Though this amp has very low distortion, the residual distortion components are primarily 3^rd Harmonics. The sound is flavored by the 3rd Harmonics and it approaches that of a low distortion transistor Amp.

Knowing the level of 3rd harmonic is very important  for re- tuning distortion spectrum to create a 2^nd Harmonic rich tube amp. This issue will be separately addressed  later .

During the test, I have noticed

1) Unusually heavy loading effects of 13GB5 to the driver. 

    The power stage is supposed to operate as an A1 class (no grid current).

2) Strangely, the plate DC current increases as the power output increases..

                                                      Send question to:  kdkang@gmail.com

**************FYI*************

Q: 박사님 6dB NFB 라면 NFB 후의 이득이 NFB전의 이득에 절반이 되도록 한다는 의미입니까?

13GB5-PP-40W.pdf

초단회로 다시 설계 해서 밑에 올렸습니다

PP 회로 OPT Test 용으로 만든 간이 Amp 로 의외로 40W 란 큰 출력이 나왔습니다.

5GH8 의 5극관을 조정하면서 측정기와 씨름하다가  드디어 위와같은 특성이 얻어졌습니다.

Distortion 의 내용이 밝혀진 것입니다. 이 Amp 에서는 이 이상의 개선은 없습니다. 제가 사용하고있는 측정기의 한계 입니다.

PP 동작에서 2차 고조파가 거의 완벽하게 제거돼였고  3차 고조파는 NFB 로 많이 감쇄 됐습니다. PP balance 가 흐트러지면 많은 2차 고조파가 나옵니다. 이들은 모두가 진공관 동작 변동/오차 내에서의 조절입니다. 시간이 지나면 미세조정이 달라집니다. 그래도 측정기로 할수 있는데 까지 해봅니다. -- 자기설계를 Check 해본다는 의미에서 --- 

주파수특성은 20 hz -50 Khz 1-2 db 내에서 평탄합니다.

출력 Trans 는 전에 올린글에있는 13GB5 Para 용으로 SK120 R-core 를 절단해서 만든 Trans 입니다. Gap 에 삽입한 Spacer 는 제거했습니다. 그 정도의 크기면 PP OPT 로 60W 는 충분히 감당할수 있습니다.

이 Amp 의 출력단은 저전압 고전류 1K ohm 도 안돼는 690ohm의 출력관 Load Impedance 동작입니다

회로를 간단히 하기 위해서 Drive 에 필요한 전압증폭을  5극관 하나로 했습니다. 3극관 하나로는 증폭도가 큰 적당한 진공관을 못 찾았습니다. 좀 무리해서 소형 5극관으로 가용 동작범위를 전부 이용해서 큰 Drive 전압이 만드러젔기 때문에 

(1)초단관의 동작점 선택, 

(2) 대량의 NFB가 이 Amp 의 성공/성능을 좌우 합니다.

Plate Load 저항 0.7meg 는 저의 설계 manual 에는 없던 높은 값으로 직결을 위해 선택 했습니다.

(이글 끝에  초단설계 다시해서 올렸습니다.)

Drive 전압의 찌그러짐은 여분의 증폭도를 전부 이용해서 NFB 를 거의 20dB 가까이 걸어서 감소 했습니다. Signal 통로에 Trans 가 있스면 NFB 가 회로의 안정도를 해칠 수가 있어서 대량의 NFB는 확인하고 사용해야 합니다. 

많은양의  NFB는 현대 고성능 Amp 고정밀도 자동제어장치 설계에 쓰이는 회로방식 이기도 합니다.

위 회로에서 입력전압이 커지면 출력관 Plate 전류가 증가해서 최대 출력 40W 에서는 전류도 무 신호시의 2배가 됍니다. 아직 확실한 동작 mechanism 은 알수 없지만 동작점이 큰 출력을 내는 방향으로 이동합니다.

제가 원하는 아주 바람직한 동작 특성입니다.  입력이 작아지면 원 동작점으로 돌아 갑니다.

출력관이 자동 Bias 로 동작하면 이런현상이 나타날 수가 없습니다.

보통 2~5W 출력으로 음악을 듣는다면 Peak Power 40W 가 돼는 신호도 Clip 없이 충실히 재생해 줄수 있는 Amp 입니다. Plate Current Runaway 가 생길 경우에 대비해서 B전원의 과전류 보호 장치가 필요 할지도 모르겠습니다.   

위 Amp 회로도 에서 RCA 초단관을 사용했슬때의 최적전압 입니다. 반듯이 Oscilloscope 로 출력 Load 파형을 보면서  V1 cathode 저항을 조절합니다.

(A) = 72V,  (B) = 1.2V  Vsg = 36V  (C) = 78V. V2 plate load resistor 양단도 78V 입니다.

진공관 마다 조금씩 달라집니다.

모든 저항은 1/4W 면 충분하고 위상 반전관의 24 K ohm 2개는 2W 를사용합니다. 0.47uF Capacitor 는 음질에 관계됍니다. 400V 전압을 사용 합니다. 

위의 경우 초단 Bias 전압이 -1.2 V 에 불과해서 최대입력 1.1V rms (peak는 1.5v) 에서 초단관 grid 가 약간 + 영역으로 들어가는 것을 염려 했지만 아무 문제가 없었습니다.

저의 sine wave generator  termination 으로  600 ohm 를 사용했습니다. 

출력 Impedance  가 높은 입력장치는 초단 grid 가 +로 돼면  Input Impedance 의 저하로 matching 에 문제가 있슬 수도 있습니다. 즉 Driving 능력을 상실할 수도 있습니다.

B 전원의 출력측에 적어도 100 uF 의 Capacitor가 Signal Return path 로 있어야 합니다.

회로도에서는 전원 자체의 Output Impedace (Amp 에서 전원을 드려다보는) 는 당연히 낮아야 해서 따로 그려넣지 않았습니다. 도면에는 없어도 항상 염두에 두어야 합니다. 전기회로는 모두가 Closed circuit 로 만드러저 있습니다. 돌아오는 길도 반듯이 챙겨 보셔야 합니다..

또한 B 전원은 총 출력의 3배정도의 전력 공급 능력이 있어야 합니다.